变压器分布电容对反激变换器的影响分析

1.引言

随着单端反激变换器在高频高压场合的应用,变压器寄生参数的控制对电路的正常运行以及性能优化尤为关键。文中对变压器分布电容对电路的影响进行了透彻分析,给出了一般性的模型,并以高输入电压低输出电压场合为例,对该模型进行了等效处理,继而详细分析了分布电容对电路工作产生的影响,归纳出有意义的结论,并基于以上研究,提出控制寄生参数的工程方法,并通过实验验证了文中分析的正确性及抑制方法的实用性。

随着应用场合输入、输出电压等级的提高,以及为适应小型化要求而采用更高开关频率的发展趋势下,反激变换器的正常运行及性能优化越来越受到其变压器寄生参数的限制。变压器的寄生参数主要是漏感和分布电容。很多研究人员对该变换器中变压器漏感已作了详实的研究,得出很多有意义的结论。本文主要针对变压器另一重要的寄生参数———分布电容对电路工作的影响进行研究,探讨变压器漏感与分布电容的有效控制措施及合理匹配方案,从而优化整机性能。首先给出计及漏感和分布电容的变压器模型,继而给出了变压器分布电容对电路工作的影响,分析了具体的工作模态,从而归纳出一些有意义的结论。基于以上研究,提出控制寄生参数及合理匹配漏感和分布电容的措施。

2 .设计及分布电容的变压器模型

很多文献在讨论变压器寄生参数对反激变换器整机工作的影响时,只对漏感进行了详细的讨论,而忽略了分布电容的影响,这在开关频率相对较低情况下尚可接受,但随着开关频率的提高及输入输出电压等级的提高,分布电容对整机工作的影响程度会大大增加,采用只考虑漏感的变压器模型已无法准确预测变换器的工作情况及解释实际工作中出现的一些特殊现象,必须采用同时考虑漏感和分布电容的变压器模型,来逼近真实情况。

有一篇文章中（《R Piieto , R Asensi , J A Cobos , et al. Model of the capacitiveeffects in magnetic components [ A ] . PESC 1995 [ C ] .Atlanta , GA , USA , 1995. 6782683.》）给出四种仅考虑分布电容时的变压器模型,这些模型具有不同的精度,适用于开关电源的EMI 传导分析,并不适合于实际电路分析。采用有限元分析方法,进行数值求解可获得较精确的变压器模型,但计算量较大。经过对比分析,本文认为变压器模型较为适用于工程应用分析,其中两绕组的变压器可以用图1 所示的二端口网络表示。变压器模型由电感、电容、电阻和一个两绕组的理想变压器组成。其中,Ls1 、Ls2 、Lm 分别表示原副边漏感和磁化电感; R1 、R2 、Rm 分别代表与原副边铜损及变压器铁损相对应的折算阻值,这三个参数均与开关频率有一定关系。Cs1 、Cs2 分别代表原边、副边的匝间电容, Cs12 代表原边绕组与副边绕组之间的分布电容。

作为机内辅助电源,反激变换器较多地应用于输入高压、输出低压的场合,在原理分析及设计中,上述模型可作进一步的等效简化处理。因原边匝数一般较多,常绕成多层结构,原边绕组等效分布电容和漏感均较大,而对于高压输入,开关转换时分布电容储能变化较大,对变换器产生的影响也较大。而副边匝数一般较少,等效分布电容和漏感均较小,且输出低压,分布电容储能变化较小,相应产生的影响也较小,故忽略副边绕组的寄生参数。从而得到图2 所示的简化等效模型。

3.分布电容对反激变换器的影响

文中以图3 所示RCD 箝位反激变换器在DCM工作模式下的情况为例,分析变压器分布电容对高压高频反激变换器的影响,给出主要工作模态分析。

在分析之前,作如下假设: (1) 箝位二极管D1为理想器件,所有电感、电容均为理想元件; (2) 输出滤波电容Co 足够大。

计及分布电容和漏感后,变换器每周期共有图4 所示的5 个主要工作模态, 图5 给出主要工作波形。

(1) 模态1 [ t0～ t1 ]

开关管S 开通之前,变压器绕组电压电流为零, Cs 储能为零, S 承受的电压为VDS = Vin 。t = t0时刻, S 导通,等效分布电容Cs 两端电压将发生变化,电容Cs 通过开关管充电,在输入电压一定时,充电电流幅值取决于开关管的开通速度。至t = t1时刻,开关管完全导通,即Cs 两端电压等于Vin 时,原边电流才开始线性上升。如图4 (a) 所示。

(2) 模态2 [ t1～ t2 ]

如图4 (b) 所示,在t1 ～ t2 时段内,开关管S 处于通态,原边电流线性上升,磁化电感储存能量。

(3) 模态3 [ t2～ t3 ]

如图4 (c) 所示, t2 时刻, S 管关断,但由于Ls和Cs 之间的能量交换以及S 管结电容充电,Lm 中的磁化电流不能迅速传递到副边,具有一定的延迟时间。在此期间内,变压器原边漏感会产生幅度很高的反电势,如果不对它进行吸收,它会与变压器初级线圈之间的分布电容进行来回充放电,即产生高频振铃。加上RCD 箝位网络后,由于箝位电容C 充电时与变压器初级线圈之间的分布电容并联, C 的作用会使产生振铃的频率大大降低,幅度也降低。此能量转换过程将一直持续到t3 时刻,等效分布电容充电至VCs = - Vo/n。

(4) 模态4 [ t3～ t4 ]

t3 时刻,等效分布电容充电至VCs = - Vo/n ,副边二极管导通,变压器磁化电流线性下降。在此模态中原边开关管S 承受的电压为: VDS = Vin + Vo/n ,直至t4 时刻,Lm 中能量传递结束。

(5) 模态5 [ t4～ t5 ]

t4 时刻,磁化电感能量释放完毕,副边二极管关断。绕组分布电容与漏感、功率管漏源寄生电容发生谐振,VCs 、VDS波形出现振荡,其振荡衰减过程与电路阻尼程度有关。

由上分析可见,高频高压反激变换器中变压器分布电容对电路的影响可以归纳为:

(1) 原副边绕组的寄生电容会对电路产生影响。在绕组电压发生变化时,分布电容中的能量发生变化,就会在变压器内部和主电路回路中产生高频的振荡环流,使变压器和功率器件的损耗增加,并且产生高频电磁辐射。如果采用峰值电流控制,采样到的原边电流波形的正确性直接影响到变换器的闭环稳定性。

(2) 变压器绕组电压越高,分布电容储存的能量越大,在开关管导通瞬间,这部分能量瞬时流动,在变压器内部及主电路中产生较大电流尖峰,影响开关管工作的可靠性。所以,应对变压器分布电容进行合理控制。

(3) 开关管开通速度越快,绕组电压的变化速度就越快,从而绕组分布电容中的能量流动也会越快,形成较大电流尖峰。开关管开通速度较慢,虽然能够减小分布电容引起的电流尖峰幅值,但会使尖峰持续时间变长,为此需采用较大的滤波元件,造成电流的相移,不利于系统闭环设计。为此必须合理设计驱动电路,控制开关管开通速度,使其与电路其他参数匹配。

4.减小变压器分布电容影响的控制方法

减小变压器分布电容影响的控制方法主要从变压器的工艺设计来考虑,可以采用Z 型绕法、分段式绕法或蜂窝式绕法,这些方法都可不同程度地减少变压器的分布电容 ,但这些绕制工艺都相对复杂,而且会降低窗口利用率。而且当变压器采用常规绕法,分布电容已经很小时,再通过改善绕法来减小分布电容的效果已不明显。而且这些工艺方法都有一个共同特点,即在减小分布电容的同时,漏感可能会稍有增大,如果一味地减小分布电容必然导致漏感增加,这种做法不能为电路正常工作所允许,又会出现新的问题。

除了采用改进变压器绕制工艺的方法来减小分布电容之外,仍可考虑从提高电路的抗干扰方面着手改进,峰值电流控制型变换器采用斜坡补偿,可以使性能得到很大改善。峰值电流控制是一种固定时钟开启、峰值电流关断的控制方法。误差电压信号送至PWM比较器后,并不是像电压模式那样与振荡电路产生的固定三角波电压斜坡比较,而是与一个变化的其峰值代表输出电感电流峰值的三角波或梯形尖角状合成波形信号比较,然后得到PWM 脉冲关断时刻。因此峰值电流控制不是用电压误差信号直接控制PWM 脉冲宽度,而是直接控制输出侧的电感电流大小,然后间接地控制PWM 脉冲宽度。又因电流控制型变换器在占空比大于0.5 时,存在开环不稳定性,进行斜坡补偿后电源才能正常工作[10 ] 。然而在小电感纹波电流下斜坡补偿也是十分必要的。因为电流型控制方式需要利用电感电流作为控制变量,所以希望电感电流是一个干净的锯齿波形。当电感电流上升斜率较小时,电流在导通期间变化小,对噪声的敏感程度升高,尤其在开关管开通时刻,由于电流控制信号来自主电路,功率级电路中的谐振会给控制环带来噪声,特别是变压器寄生电容和输出二极管反向恢复电流产生的电流波形前沿尖峰,是很麻烦的噪声源。而斜坡补偿相当于增加了电流上升斜率,使电流在开通时间内变化量变大,因而起到了抑制干扰的作用,可以解决高压小功率场合及轻载时的不稳现象。

加入斜坡补偿的方法有两种,一种是在误差电压处加入斜坡补偿电压,另一种是在采样电压处加入斜坡补偿。补偿斜坡可以由振荡器获得。两种补偿方法其结果是等效的,由于后者便于实现,故在文中采用。图6 给出斜坡补偿电路,电流控制芯片为UC3842。振荡器锯齿波电压的峰峰值ΔVOSC经射极跟随器后,再经R1 和R2 构成的分压网络,产生斜坡补偿电压叠加到电流反馈电压上,实现斜坡补偿。R1 和R2 的值决定了斜坡补偿量。耦合电容C1 去掉了振荡器电压的直流分量,仅将交流分量耦合到R2 。电容C2 和R1 组成RC 滤波电路,抑制反馈电流上升沿瞬时脉冲的干扰。CT 和RS 是定时电容和电流检测电阻。

5.实验验证

为验证上述分析,设计了一个300V 输入、15V输出,采用峰值电流控制,工作于DCM 模式的反激变换器。变压器采用GU18/11 ,原边采用Ф0.1mm漆包线,共86 匝,副边采用Ф0.4mm 漆包线,共7匝, 采用原-副-原的三明治绕法, 开关频率为200kHz。

图7 给出原边电流波形,上通道为开关管S 的驱动波形,下通道为原边电流波形。可见,变压器较大分布电容的存在,引起很大的电流干扰,采用RC滤波很难滤除,轻载时变换器会出现不稳定现象。

多次改进变压器绕制方法后,因高压场合绝缘和绕线匝数多等因素的限制,分布电容仍相对较大,对干扰电流的抑制作用不明显。于是通过外加斜坡补偿来提高电路抗干扰能力。图8 给出外加斜坡补偿后的原边采样电流波形,以及原边开关管漏源电压波形及副边电流波形。

对比图7 和图8 可见,在高频高压场合,分布电容会引起原边电流较大尖峰,不利于闭环控制,在轻载时,会引起变换器不稳定工作。合理地控制分布电容并通过外加斜坡补偿来提高电路的抗干扰性能,效果明显,从而验证了文中分析。

6.小结

随着反激变换器开关频率的进一步提高,分布电容对整机工作的影响已不容忽视。特别是在高频高压场合,因输入电压较高,匝间电容储能的增加会明显影响电源的稳压精度、稳定性及整体效率。本文对变压器分布电容对电路的影响进行了透彻分析,给出了变压器模型,继而详细分析了分布电容对电路工作产生的影响,归纳出有意义的结论,并基于以上研究,提出控制寄生参数的工程方法,并通过实验验证了文中分析的正确性及抑制方法的实用性。