外部电源开关同步升压控制器解析
引言：高性能的单(多)输出同步升压转换器控制器，驱动两个N通道功率MOSFET，同步整流提高效率，减少功率损耗，减轻散热需求，简化了高功率的应用。
- 使用结构
如图4-1所示是一个单相单输出的外部电源开关同步升压器的使用图，顶部栅极驱动器和底部栅极驱动器分别驱动同步MOS和开关MOS。这样的结构带来的好处就是输出电流可以做到很大，外置MOS使得散热非常好，控制器基本不发热，当选用MOS的Rdson越小，整个电源效率越高，热耗越小，散热也只需要对MOS进行处理，缺点就是整个供电模块体积会变大，Layout要求也比较高。(传送门：DC-DC-3：升压型的工作原理)
图4-1：单相单输出
图4-2：分支电流波形
TG：Top Gate Driver Output，顶部栅极驱动器输出。这是浮动驱动器的输出，其电压摆动等于INTVCC叠加在开关节点电压上。
BG：Bottom Gate Driver Output，该引脚驱动GND和INTVCC之间的底部N沟道MOSFET的栅极。
SW：电感器的开关节点连接，该引脚的电压摆动是从低于接地的肖特基二极管(外部)电压降到VIN。
INTVCC：内部调节器输出，作为上管VGS的增量电压，需要使用较大容值(最低2.2uF)的低ESR钽或陶瓷电容器将此引脚与GND解耦，且注意Boot电容的值。(传送门：DC-DC-19：如何设计Buck变换中的自举电路)
SS：控制器的输出电压Vout的启动由SS引脚上的电压控制，允许SS引脚连接外部电容器到SGND用于编程软启动。一个内部uA级别上拉电流为这个电容充电，在SS引脚上产生一个电压斜坡，当SS电压从0V线性上升到Vref(甚至超过INTVCC)时，输出电压平稳地上升到其最终值。(传送门：SCD-19：RC时间常数的计算和使用要点)
2.关键参数
1：Vin、Vout
2：最大开关频率f
3：最大输出电流Iout
4：HG(TG)和LG(BG)上升时间、下降时间
5：HG(TG)和LG(BG)的启动电平和驱动电流
6：最短开启时间传送门(Power-3：如何感测外置开关的电源控制器输出电流)
3.设计考虑项
控制器必须选择两个外部功率MOSFET：一个N通道MOSFET为底部(主)开关，一个N通道MOSFET为顶部(同步)开关。
峰值到峰值的驱动电平由INTVCC电压设置，在启动时此电压通常为5V，因此在大多数应用程序中必须使用逻辑级阈值MOSFET。唯一的例外是，如果预期输入电压较低(VIN<5V)，则应使用子逻辑电平阈值MOSFET(VGSth<3V)，同时也要注意MOSFET的VDSS规格，大多数逻辑级的MOSFET被限制在30V或更小。
功率MOSFET的选择标准包括Rdson、米勒电容、输入电压和最大输出电流，米勒电容可以从MOSFET制造商的数据表上通常提供的栅极电荷曲线近似。当控制器在连续模式下运行时，顶部(Main
Switch duty cycle)和底部(Synchronous Switch duty cycle)MOSFET的占空比为：
如果最大输出电流为Ioutmax，则最大输出电流下的MOSFET功耗为：
如果是双相输出，则每相占总输出电流的一半，则在最大输出电流下，每个通道的MOSFET功率耗散情况为：
其中，d为RDS(ON)的温度依赖性(约为1Ω)。常数k是由反向恢复电流造成的损失，它与栅极驱动电流成反比，其经验值为1.7。
两个MOSFET都有I?R损失，而底部的NMOS的Pm包含了一个额外的过渡损失项，这在低输入电压下是最高的。对于高VIN，高电流效率通常随着较大的MOSFETs而提高，而对于低VIN，过渡损耗迅速增加，使用较低的RDS(ON)设备实际上提供了更高的效率。当底部开关占负载系数低时，或当同步开关接通时间接近100%时，同步MOSFET损失最大。
(1+δ)通常以归一化Rdson与温度曲线的形式给出，但δ=0.005/°C可以作为低压MOSFET的近似。
最短导通时间
最小接通时间Tonmin是控制器能够打开底部MOSFET的最小时间，它是由内部定时延迟和打开底部MOSFET所需的栅极电荷决定的，低占空比使用时可能会接近这个最小时间限制。
在强制连续模式下，如果占空比低于最小接通时间可接受的范围，控制器将开始跳过周期，但控制器将继续调节输出。当Vin增加时，将会跳过更多的周期，一旦Vin超过Vout，控制环路将保持顶部的MOSFET持续打开。
�4.开关MOS和同步MOS选型
原则上开关MOS和同步MOS选择同一型号，当然根据实际情况不一致满足性能要求也不会有什么问题，这里选两种MOS的考量点放在一起如下：
1：ID≥负载峰值电流Ipeak
2：VGSTHmax
3：VDSS>Vin
4：Min on和Min off<计算值
5：温升，Rdson
- 电感选型
工作频率和电感器的选择是相互关联的，因为较高的工作频率允许使用较小的电感器和电容值，但是频率也会影响效率。由于MOSFET门电荷和开关损耗，较高的频率通常会导致较低的效率，此外在较高的频率时，体二极管传导的占空比较高，这导致效率较低。除了这些基本的考虑之外，还必须考虑电感器值对纹波电流和低电流运行的影响，电感器的值对纹波电流有直接的影响。电感纹波电流ΔIL随着电感或频率的增大而减小，并随着Vin的增大而增大：
能接受较大的ΔIL值则允许使用较低感值电感，但会导致更高的输出电压纹波和更大的铁芯损耗。设置纹波电流的合理起点是ΔIL=0.3(Imax)，最大的ΔIL发生在Vin=1/2Vout处。
当所需的平均电感电流导致峰值电流低于Rsense确定的电流极限的某个比率时，就开始转向突发模式运行。较低的电感器值(较高的ΔIL)将导致在较低的负载电流下发生这种情况，这可能导致在低电流运行的上限范围内的效率下降。在突发模式操作中，较低的电感值会导致突发频率降低，一旦知道L值，应选择低DCR和低磁芯损耗的电感。
- Cin和Cout的选择
升压转换器中的输入波纹电流与输出波纹电流相比相对较低，因为该电流是连续的。输入电容器Cin额定电压应超过最大输入电压。虽然陶瓷电容器可以相对耐受过电压，但铝电解电容器不行，应明确任何可能对输入电容器施加过度应力的过电压瞬态的输入电压值。
Cin值是源阻抗的函数，一般来说，源阻抗越高，所需的输入电容就越高，所需的输入电容量也受到占空比的很大影响。
在升压转换器中，输出具有不连续电流，因此Cout必须能够降低输出电压纹波，在为给定的输出纹波电压选择合适的电容器时，必须考虑其ESR和容值的影响。单相升压转换器中体容量充放电引起的稳定纹波电压为：
其中Cout为输出滤波器电容器，Iom=Iout max。
通过ESR的电压降引起的稳定纹波：
一般需要并联多个电容器，以满足ESR和RMS的要求，固体钽电容，特殊聚合物，铝电解质和陶瓷电容器都可以使用。陶瓷电容器具有优良的低ESR特性，而OS-CON和POSCAP电容器现在可提供低ESR和高波纹电流额定值。(传送门：Capacitor-8：聚合物铝固体电解电容-2)
- 灵活使用
部分升压控制器还支持更多元的拓扑使用，如图4-3所示，将同步MOS用肖特基二极管替代，降低了成本，但通常不建议这样使用。
图4-3：非同步24V-2A升压转换器
升压控制器还可以扩展成SEPIC拓扑，实现升降压使用，如图4-4范例所示，采用耦合的电感L1，交流耦合电容器为4个并联的4.7uF超低ESR电容器，在18V<32V时，可以稳定输出24V。(传送门：DC-DC-12：什么是SEPIC升降压DC-DC?)
图4-4：24Vout-SEPIC转换器
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